CENTRO UNIVERSITÁRIO FEI PEDRO LUIZ BENKO UMA NOVA ABORDAGEM DE PROJETO DE AMPLIFICADORES INTEGRADOS PARA BIOPOTENCIAIS, BASEADOS EM PSEUDO-RESISTORES NÃO LINEARES São Bernardo do Campo 2016 PEDRO LUIZ BENKO UMA NOVA ABORDAGEM DE PROJETO DE AMPLIFICADORES INTEGRADOS PARA BIOPOTENCIAIS, BASEADOS EM PSEUDO-RESISTORES NÃO LINEARES Tese de Doutorado apresentado ao Centro Universitário FEI como parte dos requisitos para obtenção do título de doutor em Engenharia Elétrica, orientado pelo Prof. Dr. Renato Camargo Giacomini. São Bernardo do Campo 2016 Benko, Pedro Luiz. Uma nova abordagem de projeto de amplificadores integrados para biopotenciais, baseados em pseudo-resistores não lineares / Pedro Luiz Benko. São Bernardo do Campo, 2016. 161 f. : il. Tese - Centro Universitário FEI. Orientador: Prof. Dr. Renato Camargo Giacomini. 1. pseudo-resistor. 2. amplificador para bio-potenciais. 3. eletrodos ativos. I. Giacomini, Renato Camargo , orient. II. Título. Elaborada pelo sistema de geração automática de ficha catalográfica da FEI com os dados fornecidos pelo(a) autor(a). Versão 2016 APRESENTAÇÃO DE TESE ATA DA BANCA EXAMINADORA Programa de Pós-Graduação Stricto Sensu em Engenharia Elétrica Doutorado PGE-10 Aluno: Pedro Luiz Benko Matrícula: 512302-1 Título do Trabalho: Uma nova abordagem de projeto de amplificadores integrados para biopotenciais, baseados em pseudo-resistores não lineares. Área de Concentração: Dispositivos Eletrônicos Integrados Orientador: Prof. Dr. Renato Camargo Giacomini Data da realização da defesa: 14/09/2016 ORIGINAL ASSINADA Avaliação da Banca Examinadora ______________________________________________________________________________________________________ ______________________________________________________________________________________________________ ______________________________________________________________________________________________________ ______________________________________________________________________________________________________ ______________________________________________________________________________________________________ São Bernardo do Campo, 14 / 09 / 2016. MEMBROS DA BANCA EXAMINADORA Prof. Dr. Renato Camargo Giacomini Ass.: _____________________________________ Prof. Dr. Julio Cesar Lucchi Ass.: _____________________________________ Prof. Dr. Valter Fernandes Avelino Ass.: _____________________________________ Prof. Dr. Denys Emilio Campion Nicolosi Ass.: _____________________________________ Prof. Dr. Roberto d'Amore Ass.: _____________________________________ A Banca Examinadora acima-assinada atribuiu ao aluno o seguinte: APROVADO REPROVADO Aprovação do Coordenador do Programa de Pós-graduação Prof. Dr. Carlos Eduardo Thomaz VERSÃO FINAL DA TESE ENDOSSO DO ORIENTADOR APÓS A INCLUSÃO DAS RECOMENDAÇÕES DA BANCA EXAMINADORA ________________________________________ AGRADECIMENTOS Ao, Prof. Dr. Renato C. Giacomini, meu Orientador, pela paciência, incentivo e trabalho dedicado nas revisões e elaboração desse trabalho. Ao Prof. Dr. Julio C. Lucchi, meu co-orientador, pelas valiosas sugestões, incentivo e esclarecimentos de dúvidas pertinentes à definição desse trabalho. Ao amigo e colega MSc. Cleiton F. Pereira pela ajuda nas pesquisas, elaboração e testes de modelos simulados em ambiente SPICE. À minha esposa, Engenheira Rosana de Oliveira, pelo suporte, apoio, incentivo, carinho e ajuda na confecção e formatação desse trabalho. Ao Centro Universitário da FEI pelo apoio, estrutura e concessão de bolsa parcial ao meu programa de Doutorado, dando-me essa oportunidade. “Conhecimento não é aquilo que você sabe, mas o que você faz com aquilo que você sabe.” Aldous Huxley RESUMO Biopotenciais aparecem como resultado de atividades eletroquímicas de certos tipos de células, conhecidas como células excitáveis, existentes em tecidos nervosos, musculares e glandulares. Essas células possuem um potencial de repouso e quando estimuladas geram potenciais transitórios eletroquímicos de ação. A transformação desses potenciais eletroquímicos para sinais eletrônicos mensuráveis é realizada por dispositivos chamados eletrodos-eletrólitos, que realizam a interface entre a pele e sistemas de medição. De forma geral, os biopotenciais captados apresentam níveis contínuos (CC) intrínsecos muito altos em relação ao sinal de interesse, bem como alto nível de ruído, alta impedância de saída e baixa frequência. Amplificadores utilizados para formatarem esses sinais, devem possuir: largura de banda limitada, alta estabilidade de ganho; frequência de corte inferior adequada; baixa distorção; baixo ruído intrínseco (“flicker” e térmico); remoção dos níveis CC intrínsecos dos sinais; alta impedância de entrada e baixa de saída; alta rejeição de ruídos de modo comum; rápida recuperação do sinal de saída após transitório CC e amplificação adequada. Essa pesquisa estudou e analisou o estado da arte em topologias de implementações de circuitos integrados, ponderando vantagens e desvantagens das opções pesquisadas e propõe uma metodologia para novos projetos e sua avaliação. Isso foi executado através de análises de métodos de projeto de circuitos analógicos, simulações e medidas experimentais. Particularmente é apresentada, como estudo de caso, uma nova solução de pré-amplificador em BiCMOS SiGe tecnologia 0,13μm, a ser instalado diretamente em eletrodos, constituindo eletrodos ativos. Ponderando sobre a instalação direta nos eletrodos, destaca-se a aplicação da estrutura MOS conectada de modo a constituir um resistor de valor ôhmico muito elevado (1011 a 1013 Ω), conhecido nas publicações como pseudo-resistor. Essa estrutura permite a obtenção de constantes de tempo RC muito elevadas (segundos) com capacitâncias implementadas diretamente na estrutura MOS (alguns pFs). Esse trabalho utiliza essa estrutura e exibe um método pioneiro de caracterização e modelagem para sua aplicação em simulações SPICE. Também é apresentado o projeto e simulação em CMOS tecnologia AMIS 0,50μm para efeito de comparações. Palavras-chave: Amplificadores para Biopotenciais. Eletrodos ativos. Pseudo-resistor. ABSTRACT Bio-potentials appearing as a result of electrochemical activity of certain types of cells, known as excitable cells existing in nerve, muscle and glandular tissue. These cells have a resting potential and when stimulated generate electrochemical potentials transient action. The transformation of these electrochemical potentials for measurable electronic signals is carried out by so-called electrode-electrolyte devices, which realize the interface between the skin and measuring systems. In general, the bio-potential obtained has very high intrinsic DC levels relative to the signal of interest, as well as high noise, high impedance output and low frequency. Amplifiers used for former these signs shall have: limited bandwidth, high stability gain; suitable lower cutoff frequency; low distortion; low intrinsic noise (“flicker" and thermal); Removal of the intrinsic DC levels of the signals; high input impedance and low output; High rejection of common mode noise; fast output signal recovery after off-set DC and suitable amplification. This research aims to study and analyze the state of the art topologies of integrated circuit implementations, considering advantages and disadvantages of search options and proposes a methodology for new projects and their evaluation. This study is performed through the analysis of methods of analog circuit design, simulations and experimental measurements. Particularly it is presented as a case study, a new solution preamp in BiCMOS SiGe technology 0,13μm, to be installed directly to electrodes, forming active electrodes. Pondering the direct installation on the electrodes, there is the application of MOS structure connected to constitute a very high ohmic value resistor (1011 to 1013 Ω), known in the literature as pseudo-resistor. This structure allows obtaining very high RC timing constants (seconds) with capacitances implemented directly in MOS integrated circuit (some pFs). This work uses this structure and exhibits a pioneer method of characterization and modeling for application in SPICE simulations. It also presents the design and simulation of CMOS AMIS 0,50μm technology for comparison purposes. Keywords: Biopotential amplifiers. Active-electrodes. Pseudo-resistor. LISTA DE TABELAS Tabela 1- Biopotenciais mais comuns .......................................................................... 22 Tabela 2 - Expressões p/ transistores: método gm/Ids, coeficiente de inversão IC ...... 72 Tabela 3 - Ajuste de parâmetros de precisão do SPICE. .............................................. 85 Tabela 4 - Variação do valor do pseudo-resistor em função de W e L - 0,13μm ......... 93 Tabela 5 - Dados de projeto do OTA - tecnologia 0,50μm AMIS. ............................ 100 Tabela 6: Buffer para conexão diferencial – tecnologia 0,50μm AMIS. .................... 101 Tabela 7 - Dados dimensionais do OTA proposta (b) – tecnologia 0,13μm .............. 108 Tabela 8 - Dados dimensionais do buffer proposta (b) – tecnologia 0,13μm ............. 108 Tabela 9 - Dados de simulação do bio-amplificador proposta (b) – 0,13μm ............. 109 Tabela 10 - Desempenho do bio-amplificador proposta (c) e pseudo polarizado ...... 112 Tabela 11 - Quadro comparativo simulado entre as propostas de amplificadores ..... 115 Tabela 12 - Bio-amplificador com transistores compostos no OTA .......................... 119 Tabela 13 - Desempenho geral dos amplificadores na tecnologia 0,13µm ................ 119 Tabela 14 - Desempenho do amplificador proposta(e) com Rp polinomial. .............. 124 Tabela 15 - Comparativo: simulação x medidas experimentais de pseudo-resistores 130 Tabela 16- Coeficientes do polinômio para modelagem de Rp do estudo de caso .... 133 LISTA DE FIGURAS Figura 1- Exemplo sistema tradicional de obtenção de bio-sinais ............................... 19 Figura 2 - ilustração exibindo concentração iônica de células excitáveis .................... 21 Figura 3 - exemplo de instalação de eletrodos para coleta de biopotenciais ................ 23 Figura 4 – Ilustração de eletrodo de Ag-AgCl .............................................................. 24 Figura 5- modelo elétrico equivalente de eletrodo externo conectado na pele ............. 25 Figura 6 - Exemplo de sistema de aquisição de biopotenciais ..................................... 27 Figura 7 - Exemplo de interferência de 60Hz em sinal de ECG .................................. 28 Figura 8 - Circuito para determinar CMRR em amplificador diferencial .................... 30 Figura 9 - Modelo de avaliação de PSRR ..................................................................... 31 Figura 10 - Modelo de ruído para resistor ................................................................... 33 Figura 11 - Modelo de ruído para MOSFET ................................................................ 35 Figura 12 - Espectro de ruído de transistor MOS com detalhe para fc ......................... 36 Figura 13 - Modelo de ruído “flicker” e térmico para baixas frequências .................... 36 Figura 14 - Amplificador CMOS com MOSFETS exibindo fontes de ruído ............... 37 Figura 15 - Modelo para ruído referente à entrada (inoise) .......................................... 37 Figura 16 - Modelagem para onoise e inoise ................................................................ 39 Figura 17 - Símbolos do OTA ...................................................................................... 41 Figura 18 - Circuito OTA clássico de um estágio de amplificação .............................. 42 Figura 19 - Conexão para pseudo-resistor em PMOS e NMOS ................................... 45 Figura 20 - esquema funcional do PMOS-bipolar pseudo-resistor .............................. 45 Figura 21- bio-amplificador “feedforward” com Rin como pseudo-resistor ................ 48 Figura 22 - Resposta em frequência - amplificador “feedforward” com rejeição CC .. 48 Figura 23 - Arranjo em cascata de amplificadores com CMOS pseudo-resistor ......... 49 Figura 24 - Esquema dos amplificadores para cascata “feedforward” neural .............. 49 Figura 25 - Amplificador Neural com cancelamento CC por integrador Miller .......... 50 Figura 26 – Dois OTAs, sendo o integrador Miller na rede de realimentação ............. 51 Figura 27 - Integrador Miller. ....................................................................................... 52 Figura 28 - Amplificador Neural com tolerância CC ................................................... 53 Figura 29 - Esquema do amplificador neural com desacoplamento e pseudo-resistor . 54 Figura 30 - Esquema elétrico, amplificador neural – OTA com saída “cascode” ........ 55 Figura 31 - Tabela com dimensões e características dos transistores do OTA ............ 55 Figura 32 - Esquema do amplificador para sinais neurais de ganho programável ....... 56 Figura 33 - Amplificador diferencial em malha aberta com compensação Miller ....... 57 Figura 34 - Esquema do bio-amplificador (a) e função de transferência ..................... 58 Figura 35 - Modelo para análise de ruídos do amplificador de aplicação neural ......... 59 Figura 36 - Esquema do amplificador com sintonia de largura de banda..................... 60 Figura 37 - OTA diferencial com “cascode” e degeneração de espelho de corrente. .. 60 Figura 38 - Arquitetura de amplificador CCIA p/ caracterização do pseudo-resistor .. 61 Figura 39 - Diagrama proposto da metodologia para projeto de bio-amplificadores ... 66 Figura 40 - Relação de comprimento de canal L x IC para nMOSFET na saturação .. 70 Figura 41 - Curvas Gm/ID x ID/Io(W/L) para faixa de Leff - nMOS tecnologia 0,5μm .. 71 Figura 42 - Esquema elétrico de OTA clássico com transistores PMOS ..................... 73 Figura 43 - Circuitos seguidores de tensão com cargas ativas (a) e classe AB (b) ...... 75 Figura 44 - Pré-amplificador instalado diretamente no eletrodo .................................. 79 Figura 45 - Tempo de recuperação de sinal de ECG após transitório CC .................... 80 Figura 46 - proposta de arquitetura para bio-amplificador com buffer de saída .......... 81 Figura 47 - Modelo do OTA realimentado - fonte de corrente dependente de tensão . 82 Figura 48 - Modelo bio-amplificador com cancelamento CC ...................................... 83 Figura 49 - Ganho simplificado do OTA em malha aberta .......................................... 83 Figura 50 - Rede de realimentação do bio-amplificador .............................................. 84 Figura 51 – Irp x VRp para um pMOS-bipolar como “pseudo-resistor” 0,50μm ........ 86 Figura 52 - Configuração “back-to-back” pMOS-bipolar pseudo-resistor .................. 86 Figura 53 – Irp x VRp - pMOS pseudo-resistor L(fixo), W(variável): 0,50μm ........... 87 Figura 54 - IRp x VRp - pMOS pseudo-resistor L(variável), W(fixo): 0,50μm .......... 88 Figura 55 – Irp x VRp - pseudo-resistor – variação de L para W=0,36µm fixo .......... 89 Figura 56 - IRp x VRp - pseudo-resistor – variação de W para L=0,24µm fixo ......... 90 Figura 57 - Corrente x Tensão “back-to-back” pMOS pseudo-resistor – 0,13μm ....... 91 Figura 58: Pseudo-resistor em 3x “back-to-back” transistores PMOS ......................... 92 Figura 59 – I x V para “pseudo-resistores” em cascata – tecnologia 0,13μm .............. 92 Figura 60 - Propostas para aumento de resistência do pseudo-resistor – 0,13μm ........ 94 Figura 61 - Proposta para polarização do pseudo-resistor ............................................ 94 Figura 62 - Circuito para avaliação do pseudo-resistor polarizado .............................. 95 Figura 63 - pseudo-resistor em tecnologia 0,13μm – polarizado ................................. 95 Figura 64 - Variante de circuito para avaliação do pseudo-resistor polarizado............ 96 Figura 65 - Curva de resposta para variante de polarização do pseudo-resistor .......... 96 Figura 66 - Esquema detalhado da proposta (a) para o bio-amplificador ..................... 99 Figura 67 - Esquema do pseudo-resistor para bio-amplificador, proposta (a)............ 100 Figura 68 - Módulo do ganho e largura de Banda proposta (a) 0,50μm AMIS .......... 101 Figura 69 - Resposta do modelo do bio-amplificador proposta (a) ............................ 102 Figura 70 - À esquerda “inoise”; à direita espectro Fourier - 10Hz – proposta (a) .... 103 Figura 71 - Curvas de ganho em malha fechada e fase – proposta (a) ...................... 103 Figura 72 - Esquema para avaliação do ganho de malha – proposta (a) .................... 104 Figura 73 - Ganho de malha – Margem de fase – proposta (a). ................................. 104 Figura 74 - tempo de recuperação de sinal após transitório CC – proposta (a) .......... 105 Figura 75 - Modelo para comportamento do tempo de recuperação aproximado ...... 106 Figura 76 - Tempo de recuperação hipotético para um resistor fixo – saída buffer. .. 107 Figura 77 - Curva de ganho e largura de banda – tecnologia 0,13µm – proposta(b) . 109 Figura 78 – Desempenho geral do bio-amplificador - 0,13µm – proposta (b) ........... 110 Figura 79 - Proposta (c) de arquitetura de projeto com pseudo-resistor polarizado ... 112 Figura 80 - Curva de ganho e largura de banda – proposta (c) ................................... 113 Figura 81 - Desempenho do amplificador- tecnologia 0,13µm – proposta(c) ............ 114 Figura 82 - Bio-amplificador com transistores compostos - tecnologia 0,13µm ....... 118 Figura 83 - Amplificador com Rp polinomial p/ 2xbtb(W=0,36µm; L=0,24µm) ...... 120 Figura 84 - Resposta em frequência p/ Rp polinomial e SPICE original ................... 121 Figura 85 - Tempo de recuperação de Vout com Rp polinomial, frequência=10Hz .. 122 Figura 86 - Tempo de recuperação de Vout com Rp polinomial para freq.=1Hz ...... 123 Figura 87 - Simulação do tempo de recuperação com resistor de valor fixo ............. 124 Figura 88 - Esquema e leiaute: caracterização do MOS-bipolar pseudo-resistor ....... 125 Figura 89 - Imagem do CI utilizado para avaliação do pseudo-resistor – 0,13µm ..... 126 Figura 90 - forma de onda obtida para 2xback-to-back L=0,24µm; W=0,36 µm ...... 127 Figura 91 - Curva exponencial ajustada sobre dados experimentais .......................... 128 Figura 92 - Ilustração do método para determinar o valor do pseudo-resistor ........... 129 Figura 93 - Procedimento para cálculo de Rp em função de VRp ............................. 131 Figura 100 - Polinômio de ajuste Rp para 2xbtb(W=0,36µm, L=0,24µm) ................ 132 Figura 94 - Resposta simulada do circuito para caracterização do pseudo-resistor ... 134 Figura 95 - Forma de onda mensurada para caracterização do pseudo-resistor ......... 135 Figura 96 - Ajuste de curva exponencial na região não linear do pseudo-resistor ..... 135 Figura 97 - Dependência de Rp x VRp p/ dados experimentais e simulados ............. 136 Figura 98 – Rp x VRp para Rp1x, Rp2x e Rp3x “btb” (W=0,36µm, L=0,24µm) ..... 137 Figura 99 - Rp x VRp para 3x “back-to-back” W=0,72µm e L=0,48µm .................. 138 Figura 101- Curvas de Rp x VRp, por simulação de Rp polinomial e experimental . 139 LISTA DE SIMBOLOS A Ganho de um amplificador A2 Ganho elevado ao quadrado de um amplificador Acm Ganho em modo comum [dB] Ad Ganho diferencial [dB] AF Coeficiente expoente “flicker” – vale de 0,5 à 2,0 Ag-AgCl Eletrodo de prata -cloreto de prata ANSI “American National Standards Institute” Aol Ganho de malha aberta [dB] Avo Ganho de reposta plana BSIM “Berkeley Short-channel IGFET Mode” – modelo criado na universidade de Berkeley-USA para projetos de circuitos integrados MOSFET btb Abreviatura para conexão cascata “back-to-back” BW “Band Width” ou largura de banda em frequência [Hz] Cb Capacitância entre o corpo humano e rede elétrica 60Hz [F] C’ox Capacitância de oxido de porta [F] CL Capacitância de carga do OTA [F] C1 C2 Capacitâncias de acoplamento de ruídos ambientais em cabos de transmissão de Biopotenciais [F] CMRR “Common Mode Ratio Rejection” ou razão de rejeição de modo comum [dB] Cox Capacitância de oxido de porta/unidade de área [F/m2] dB Decibel – relação de potencias expressa em 20logVolts/Voltsref. dBm Relação de potencias em dB com referência a 1mVolt DC “direct current” ou corrente contínua ECG Eletrocardiograma EEG Eletroencefalograma EK Potencial de equíbrio – equação de Nernst EKV Modelo “Enz Krummenacher Vittoz” para projetos analógicos com MOSFETS Eldo Simulador SPICE do fabricante Mentor Graphics EMG Eletromiograma EMI Electro magnetics interference EOG Eletrooculograma F Constante de Faraday (96.485 C/mol) f Frequência medida em Hertz [Hz] fc “corner frequency” frequência de ponto de equilíbrio entre ruídos térmicos e “flicker”. fT ou fu Frequência de corte com ganho unitário Gds Condutância entre dreno e fonte do MOSFET [Ω-1] Gm ou gm Transcondutância [Ω-1] GND “Ground” potencial de terra. H(s) Função de transferência no domínio da frequência complexa “s”. IBM “International Business Machine” IC Coeficiente de Inversão ID Corrente de dreno do MOSFET [A] Io Corrente tecnológica [A] inoise Ruído referente à entrada Ipol Corrente de polarização [A] IRp Corrente fluindo pelo pseudo-resistor [A]   Densidade espectral de ruído “shot” [A2/Hz] ISS Fonte de corrente de polarização ou alimentação [A] Itotal Corrente total consumida pelo sistema [A] k Constante de Boltzmann 1.38x10-23 [Joules/Kelvin] no SI K Característica de processo de fabricação de dispositivo MOS ke Ganho do amplificador fornecido pelos espelhos de corrente KF Coeficiente de ruído flicker L Comprimento de canal de dispositivo MOS, geralmente em [m] Leff Comprimento efetivo de canal [m] MOSFET “Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor” MOSIS “Metal Oxide Semiconductor Implementation System” n Coeficiente de inclinação ou fator de substrato NEF “Noise efficiency factor” ou fator de eficiência de ruído onoise Ruído referente à saída OTA “Operacional Transconductance Amplifier” ou amplificador operacional de transcondutância. PAV Potência Média [Watts] PM Margem de fase do amplificador [graus] PSD “Power Spectral Density” ou densidade espectral de potência PSRR “Power Supply Ratio Rejection” ou razão de rejeição de fonte de alimentação.  Constante universal dos gases perfeitos [0.082atm*l/mol*K] Rds ou rds Resistência entre dreno e fonte do MOSFET [Ω] RF Radiofrequência Rp Abreviatura MOS-Bipolar pseudo-resistor Rs “Resistor Source” ou Resistência interna de fonte s Frequência complexa definida com s=α jω (Laplace) SNR “Signal to Noise Ratio” ou relação sinal – ruído [dB] SPICE “Simulation Program with Integrated Circuits Emphasis” simulador para circuitos eletrônicos desenvolvido na Universidade de Berkeley- USA Sx(f) Densidade espectral de ruído em função da frequência f T Temperatura absoluta em Kelvin – unidade [K] tox Espessura da camada de óxido [m] UT Tensão térmica [25.9mV] VDD Tensão de alimentação de amplificadores [Volts] Vds VDS Tensão entre dreno e fonte do MOSFET [Volts] VEA ou VA Tensão Early [Volts] VAL Fator de tensão Early, igual a 10 no modelo EKV VEFF Tensão efetiva entre porta e fonte VEFF= Vgs-Vth Vicm Tensão de entrada modo comum [Volts] Vid Tensão de entrada diferencial [Volts] Vinoise Fonte de ruído referente à entrada [V/Hz1/2] Vonoise Fonte de ruído referente à saída [V/Hz1/2] Vpol Tensão de polarização [Volts] Vi+ Tensão na entrada não inversora do amplificador [Volts] Vi- Tensão na entrada inversora do amplificador [Volts] Vtn Vtp Vth Tensão de limiar para transistor NMOS ou PMOS ou genérico[Volts] Vgs Tensão entre porta e fonte do MOSFET [Volts] VRp Tensão entre terminais do pseudo-resistor [Volts] V2 x(rms) Valor normalizado de potência de sinal expresso em Volts V2 n(rms) Valor normalizado de potência de ruído expresso em Volts   Representação de densidade espectral de ruído em tensão (V/Hz)   Representação de densidade espectral de ruído em corrente (A/Hz) X(t) Definição de sinal de ruído variável no tempo Z1 Z2 Impedâncias ohmicas de cabos para condução de bio- sinais [Ω] W Largura de canal de dispositivo MOS, geralmente em [m] W/L Razão de largura por comprimento de canal do MOSFET  Carga de valência do íon  Mobilidade de eletrons no canal [cm2/Vseg.] ω Frequência angular [rads/seg.] SUMÁRIO 1 INTRODUÇÃO .................................................................................................... 19 2 MOTIVAÇÃO ...................................................................................................... 20 2.1 CONTRIBUIÇÃO .................................................................................................. 20 3 BIOPOTENCIAIS ................................................................................................ 21 3.1 TIPOS MAIS COMUNS DE BIOPOTENCIAIS .................................................. 22 3.2 ELETRODOS DE CAPTAÇÃO ............................................................................ 24 3.3 TIPOS DE ELETRODOS ...................................................................................... 26 4 AQUISIÇÃO DE BIO-SINAIS - AMPLIFICADORES ................................... 27 4.1 CARACTERÍSTICAS BÁSICAS DE AMPLIFICADORES PARA BIOPOTENCIAIS .................................................................................................. 29 4.1.1 CMRR – Razão de rejeição de modo comum .................................................... 30 4.1.2 PSRR – Razão de rejeição de fonte de alimentação .......................................... 31 4.1.3 SNR – (signal to noise ratio) Relação sinal / ruído ............................................. 31 4.1.4 Ruídos intrínsecos ................................................................................................. 32 4.1.4.1 Tipos de Ruídos Intrínsecos (inerentes)................................................................ 33 4.1.5 Modelagem de ruído em dispositivos .................................................................. 33 4.1.6 Parâmetros para avaliação de ruído – inoise e onoise ....................................... 38 4.1.7 Noise efficiency factor (NEF) ............................................................................... 39 5 AMPLIFICADORES MOS APLICADOS EM BIOPOTENCIAIS ................ 41 5.1.1 Amplificadores de Transcondutância – OTA .................................................... 41 5.2 MOS-BIPOLAR PSEUDO-RESISTOR (CONCEITO) ........................................ 44 5.2.1 Considerações para o pseudo-resistor ................................................................ 46 5.3 ARQUITETURAS PARA AMPLIFICADORE DE BIOPOTENCIAIS ............... 47 5.3.1 Arquitetura “Feedforward” ................................................................................ 47 5.3.2 Arquitetura “feedback “com cancelamento intrínseco CC .............................. 50 5.3.4 Arquitetura com desacoplamento de nível CC por capacitores ....................... 54 5.4 CONCLUSÕES QUANTO ÀS ARQUITETURAS DE AMPLIFICADORES .... 62 5.5 COMENTÁRIOS FINAIS ..................................................................................... 63 6 MÉTODO PARA PROJETO DE BIO-AMPLIFICADOR .............................. 64 6.1 DIAGRAMA GERAL DA METODOLOGIA PROPOSTA ................................. 65 6.1.1 Fases propostas pela metodologia ....................................................................... 67 6.1.2 Projeto de transistores para bio-amplificador pelo coeficiente de inversão ... 69 6.1.3 Estágio buffer de baixa impedância .................................................................... 74 6.1.4 Métricas para avaliação do pré-amplificador de bio-sinais.............................. 76 6.2 CONSIDERAÇÕES FINAIS DO MÉTODO ........................................................ 77 7 ESTUDO DE CASO – NOVA TOPOLOGIA PROPOSTA ............................. 78 7.1.1 Justificativa da topologia proposta ..................................................................... 78 7.2 PROPOSTA DE AMPLIFICADOR PARA BIOPOTENCIAIS ........................... 81 7.3 MODELAGEM ANALÍTICA DO AMPLIFICADOR .......................................... 81 7.4 CARACTERIZAÇÃO EM SIMULAÇÃO DO PSEUDO-RESISTOR ................ 85 7.4.1 Caracterização de comportamento em sub-limiar por simulação SPICE ...... 85 7.4.1.1 Variação do pseudo-resistor em função das dimensões – tecnologia 0,5μm ...... 87 7.4.1.2 Variação do pseudo-resistor em função das dimensões – tecnologia 0,13µm .... 89 7.4.1.3 Comportamento “back-to-back”, em simulação para tecnologia 0,13µm .......... 91 7.4.1.3.1 Variação de resistência do pseudo-resistor versus dimensões – 0,13µm .............. 93 7.4.1.4 Proposta para aumento de valor pseudo-resistor para tecnologia 0,13μm ......... 93 7.4.2 Conclusões da caracterização do pseudo-resistor por simulação .................... 97 7.5 SOLUÇÕES PARA O ESTUDO DE CASO ......................................................... 98 7.5.1 Solução com AMIS 0,50μm – proposta (a) ......................................................... 98 7.5.2 Largura de banda, ruído e distorção harmônica obtidos para proposta (a). 101 7.5.3 Verificação do comportamento transitório e tempo de recuperação ............. 105 7.5.4 Conclusões da proposta (a), tecnologia 0,50µm, com cancelamento CC ....... 107 7.5.5 Soluções com tecnologia IBM 0,13μm – proposta (b) ..................................... 108 7.5.6 Conclusão para bio-amplificador proposta (b) ................................................ 111 7.5.7 Proposta (c) – tecnologia 0,13μm ...................................................................... 112 7.5.8 Conclusão para a proposta (c) ........................................................................... 115 7.5.9 Comparativo entre as propostas (a), (b) e (c) ................................................... 115 7.5.10 Variante da solução – 0,13μm BiCMOS proposta (d) ..................................... 117 7.5.11 Proposta (e) - amplificador 0,13µm, simulado com modelo Rp polinomial .. 120 7.5.11.1 Verificação do tempo de recuperação com Rp polinomial................................. 122 7.5.11.2 Simulação do tempo de recuperação de um resistor Rp fixo ............................. 123 7.6 CARACTERIZAÇÃO PRÁTICA DO PSEUDO-RESISTOR ............................ 125 7.6.1 Verificação de faixa linear do pseudo-resistor observada em simulações ..... 127 7.6.2 Determinação do valor do pseudo-resistor na faixa linear ............................. 128 7.6.2.1 Comparações entre valores reais e valores simulados de pseudo-resistores ..... 130 7.6.3 Modelagem do pseudo-resistor operando na região não linear ..................... 130 7.6.4 Modelagem polinomial do pseudo-resistor para uso na ferramenta SPICE 132 7.6.5 Medidas experimentais Rp=2x back-to-back W=0,36µm e L=0,24µm ......... 134 7.6.5.1 Curvas de Rp experimentais para 1x, 2x e 3x “btb” (W=0,36µm, L=0,24µm) . 137 7.6.5.2 Comportamento de Rp x VRp para 3xbtb(W=0,72µm, L=0,48µm) ................... 138 7.6.6 Comparação de Rp experimental com modelo polinomial SPICE ................ 139 7.7 CONCLUSÕES GERAIS PARA CARACTERIZAÇÃO DO PSEUDO- RESISTOR E MÉTODO PROPOSTO ................................................................ 140 8 CONCLUSÃO GERAL ..................................................................................... 141 9 PROPOSTA DE CONTINUIDADE ................................................................. 143 REFERÊNCIAS.................................................................................................. 144 ANEXO A – LISTA DE EQUAÇÕES .............................................................. 148 ANEXO B – MODELAGENS DO AMPLIFICADOR EM MATHCAD ...... 151 ANEXO C – LEIAUTE DO AMPLIFICADOR – TECNOLOGIA 0,13µ .... 155 APÊNDICE: ARTIGOS PUBLICADOS ......................................................... 157 19 1 INTRODUÇÃO Desde que o uso de biopotenciais passou a fazer parte de diagnósticos médicos e monitoramentos clínico/cirúrgicos, sua medição e avaliação tem sido um desafio para engenheiros eletrônicos projetistas. Para obtenção desses sinais, procuram-se cada vez mais soluções que agreguem estabilidade, baixo ruído, baixa distorção, respostas rápidas a transientes do sinal de entrada e baixo consumo. Sistemas de aquisição de dados são utilizados para colher essas informações e processá-las, fornecendo assim um rápido diagnóstico com enfoques em pontos chaves para auxílio do médico em suas decisões. Também, esses sistemas indicam anormalidades através de alarmes sonoros e visuais, mas para isso é necessário que a integridade desses sinais seja preservada. Logo, um papel importante deve ser cumprido por eletrodos captadores e pré- amplificadores formatadores desses sinais. Uma vez que o ambiente de recepção é ruidoso e sendo os níveis de bio-sinais muito baixos, esforços têm sido executados no sentido de melhorar as formas de recepção. A obtenção desses sinais é realizada por meio de eletrodos-eletrólitos [1], e como solução mais popular, conectados através de cabos a pré-amplificadores formatadores de sinais, que por sua vez se conectam a sistemas de aquisição de dados, Figura 1. Uma solução mais recente e ainda em desenvolvimento faz uso de eletrodos ativos, ou seja, de pré- amplificadores instalados diretamente nos eletrodos, enviando sinais já pré-formatados via cabos. Figura 1- Exemplo sistema tradicional de obtenção de bio-sinais Fonte: Rämö, 2006, p. 9 [2] 20 2 MOTIVAÇÃO Apesar de ainda estarem em estágio de pesquisa e desenvolvimento, eletrodos ativos foram propostos há muito tempo. Um dispositivo foi relatado em 1968 [3] e publicações mais recentes têm descrito o desenvolvimento, bem como as vantagens intrínsecas de eletrodos ativos [3]. Mas a maior parte dos eletrodos ativos relatados tem ganho unitário, porque isso pode ser conseguido de forma muito precisa, e são construídos utilizando componentes discretos [6]. 2.1 CONTRIBUIÇÃO Este trabalho propõe uma solução integrada de eletrodos ativos, onde o amplificador será totalmente implementado em um Circuito Integrado MOS (Metal Oxide Semiconductor) e instalado diretamente em eletrodos convencionais. A solução não utiliza componentes externos, a não ser dispositivos de proteção eletromagnética e eletrostática. Assim, a proposta desse trabalho visa analisar as topologias e os métodos de projeto específicos existentes, sempre focando uma solução de pré-amplificador para biopotenciais com cancelamento DC intrínseco, onde filtros e elementos reativos (capacitores) para definição de largura de banda são implementados diretamente na pastilha CMOS. De posse desses dados, são propostos um método para projeto desse tipo de amplificador, uma topologia inovadora com várias opções de implementação e um procedimento de caracterização prática e obtenção de modelo matemático para o simulador SPICE de um dispositivo denominado pseudo-resistor que pode alcançar valores de Teraohms, permitindo o uso de capacitores implementados no CI (circuito integrado) para alcançar constantes de tempo elevadas, necessárias no projeto de amplificadores para biopotenciais. Além disso, propõe uma alternativa para aumentar o valor da resistência ôhmica do MOS-bipolar pseudo-resistor através de uma polarização reversa entre gate e source e que pode ser aplicada na topologia citada. 21 3 BIOPOTENCIAIS Os sinais elétricos mensuráveis, oriundos do corpo humano, que permitem uma série de diagnósticos médicos, através da avaliação de seu aspecto, amplitude e forma, são denominados biopotenciais. Biopotenciais elétricos são o resultado de atividades eletroquímicas de certa classe de células conhecidas como “células excitáveis” [5], que fazem parte de tecidos musculares, nervosos e glandulares. Normalmente apresentam um potencial elétrico de descanso e quando adequadamente estimuladas, um potencial elétrico de ação. Esse potencial de descanso pode ser medido, através da inserção de um eletrodo tipo sonda, na pele, até alcançar as células excitáveis. Os valores encontram-se no intervalo entre - 40mVolts e -90mVolts em relação ao meio externo da célula. A geração dos biopotenciais deve-se ao movimento de íons, geralmente de potássio (K+), , sódio (Na+) e cloro (Cl-). Não há movimento de elétrons na geração de biopotenciais, o fenômeno é puramente iônico. O potencial de repouso estabelece-se entre a membrana externa e interna das células excitáveis, tendo o comportamento semelhante a um capacitor com fuga onde a membrana externa atua como um dielétrico composto de lipoproteína e onde ocorre a separação de cargas, Figura 2. Figura 2 - ilustração exibindo concentração iônica de células excitáveis Fonte: Rämö, 2006, p. 4 [2] 22 Esse potencial de equilíbrio para K+ (EK) pode ser avaliado pela equação de Nernst (1)         (1) Onde  é a constante universal dos gases, T é temperatura do corpo humano a 370C em Kelvin,  é a carga de valência do íon K+, F é a constante de Faraday (96.485 C/mol) e dentro do logaritmo temos a razão da concentração dos íons K+ extracelular [K]e e intracelular [K]i em moles/litro. A concentração de íons de K+ é 50 a 100 vezes maior dentro do que fora das células excitáveis, e a concentração de Na+ é 10 vezes maior fora da membrana da célula do que dentro, Figura 2. 3.1 TIPOS MAIS COMUNS DE BIOPOTENCIAIS Os tipos mais comuns de exames baseados em biopotenciais gerados pelas células excitáveis são 5: eletrocardiograma (ECG), eletroencefalograma (EEG), eletro-oculograma (EOG), eletromiograma (EMG), e “extracelular neuro actions potentials” (ENAP) se referenciam respectivamente ao coração, cérebro, movimento dos olhos, músculos e neurônios. A faixa de valores de tensão e frequência referentes a esses biopotenciais são apresentados na 1. Tabela 1- Biopotenciais mais comuns Biopotenciais Faixa de frequência Típica faixa de amplitude ECG 0.05Hz ~ 100Hz 1 – 5 mV EEG 0,5Hz ~ 100Hz 1 - 10μV EOG DC ~ 40Hz 10 - 100μV EMG 20Hz ~ 2kHz 1 – 10 mV ENAP 0.1Hz ~ 10kHz 50 - 500μV Fonte: Ghovanloo; 2007, p. 321 [22] A captação de biopotenciais envolve o uso de eletrodos que realizam a transdução do sinal de corrente iônica oriunda do corpo para corrente elétrica. Esses eletrodos podem ser externos ou internos e são instalados em pontos diversos do corpo humano, dependendo do tipo de biopotencial a ser mensurado. Potenciais DC intrínsecos entre os eletrodos de captação de bio-sinais e o eletrodo de referência aparecem, sendo que tipicamente podem 23 atingir valores de até ±300mV conforme a norma “American National Standards Institute- Advance Association Medical Instruments” ANSI/AAMI [7]. A Figura 3 exemplifica uma situação de medição. Como os bio-sinais possuem amplitude muito menor que níveis DC intrínsecos, na amplificação é necessário eliminar esses níveis. Figura 3 - exemplo de instalação de eletrodos para coleta de biopotenciais Fonte:Autor “adaptado de” Neuman, 2008, p. 259 [1] Problemas de tensão contínua intrínseca (offset DC), não são as únicas dificuldades na medição de biopotenciais. A presença de ruídos ambientais de alta e baixa frequência constitui um verdadeiro desafio na aquisição e distinção dos bio-sinais de interesse. De certa forma, cada tipo de ruído é mais ou menos afetado por um certo tipo de interferência. Dentre as mais comuns podemos citar: a) 60/50Hz referente à rede elétrica que nos envolve sempre; b) motores, equipamentos elétricos e transmissores em geral causam interferências de RF (radiofrequências); c) acoplamentos capacitivos causam ruídos de modo comum. 24 3.2 ELETRODOS DE CAPTAÇÃO Os eletrodos são responsáveis pela captação e transdução de correntes iônicas para correntes elétricas na aquisição dos biopotenciais. Os detalhes físico-químicos dessa transdução, não serão abordados, pois fogem do objetivo do trabalho, mas esses detalhes podem ser encontrados em [1]. O que será abordado é o modelo elétrico de eletrodos externos que vão interagir com a entrada de pré-amplificadores para biopotenciais, objetivo do trabalho. A medição de biopotenciais exige que os eletrodos sejam selecionados de acordo com a sua aplicação. Existem diversos tipos de eletrodos sendo que basicamente devem possuir: a) corpo e invólucro; b) eletrodos construídos com material de alta condutividade; c) cabo elétrico de conexão; d) cavidade para o gel-eletrolítico; e) borda adesiva para fixação na pele. Dentre os diversos tipos de eletrodos, há os internos e os externos. A abordagem do trabalho visa os eletrodos externos. O mais comum dos eletrodos é o de Ag-AgCl (prata- cloreto de prata), Figura 4, [8] que oferece boa condutividade reduzindo o potencial de junção, sendo que o gel-eletrolítico tem a função de aumentar a condutividade e a reduzir ainda mais esse potencial de junção. Normalmente o gel-eletrolítico é constituído de cloreto de sódio ou potássio em uma baixa concentração que evita a irritabilidade da pele. Figura 4 – Ilustração de eletrodo de Ag-AgCl Fonte: Rämö, 2006, p. 27 [2] 25 O comportamento da impedância com relação à frequência varia de forma não linear e depende muito do tipo de material do eletrodo bem como da região da pele e do gel- eletrolítico utilizado. Quando biopotenciais são gravados a partir da superfície da pele, as interfaces eletrodo-eletrólito e eletrólito-pele devem ser consideradas, bem como as interfaces entre as várias camadas de pele. A Figura 5 exibe os detalhes biológicos e sua representação em modelo elétrico. Figura 5- modelo elétrico equivalente de eletrodo externo conectado na pele Fonte: Neuman, 2008, p. 207 [1] A resistência ôhmica Rd e a capacitância Cd modelam o comportamento do eletrodo com a frequência sendo que para baixas frequências esse valor aumenta demasiado, representado por Rd + Rs e para altas frequências permanece um valor limitado em Rs. Cd representa a capacitância e sua carga entre a interface eletrodo-eletrólito, sendo que Rd a sua resistência de fuga através desse dielétrico. Os valores do modelo são determinados pelo material dos eletrodos, concentração de eletrólito e de sua geometria. Ehc é o potencial de ½ célula, definido como a diferença de potencial entre o gel eletrólito e o metal do eletrodo. Rs é associada aos efeitos de interface do gel-eletrólito com a pele. Considerando a epiderme como uma membrana semipermeável a íons, tem-se uma diferença de concentração iônica gerando 26 uma diferença de potencial Ese dada pela equação de Nernst (1). A camada epidérmica também possui uma impedância elétrica que se comporta como um RC paralelo, Rc e Cc. Para 1cm2 essa impedância se reduz de 200KΩ à 1Hz para 200Ω a 1MHz [1]. Rp, EP e Cp representam potenciais e impedâncias referentes a glândulas sudoríparas e dutos, cujos valores não são significativos e normalmente desprezados face às outras grandezas. As camadas subcutâneas mais internas, como a derme, têm em geral o comportamento como resistências ôhmicas puras e o potencial DC gerado não é significativo. 3.3 TIPOS DE ELETRODOS Eletrodos podem ser externos ou internos, dependendo do tipo de exame e aplicação [8]. Dos internos temos o “Ag-AgCl” que é mais comum e com aplicações ambulatoriais diversas e com custo baixo; os “eletrodos em ouro” já apresentam alta condutividade, possuem o corpo em forma de cavidade, são reutilizáveis e adequados para medidas de EEG e EMG por apresentarem alto potencial de junção e baixo ruído, mas apresentam um custo elevado; os eletrodos construídos em “polímeros condutores” que são condutores e adesivos, pela adição de íons metálicos monovalentes, vêm crescendo muito em aceitação pois não necessitam de gel e adesivos, mas apresentam altas-resistividades, o que prejudica medidas com baixo-ruído, mas com atrativo de baixo-custo; outros como metal ou carbono possuem mais valor histórico e não são adequados aos níveis de evolução de medidas atuais. Dos eletrodos internos, totalmente invasivos, temos os do tipo agulha de aço para exames no interior de órgãos. Pelo modelo dos eletrodos externos apresentado [1], verifica-se a necessidade de que a impedância de entrada de bio-amplificadores deva ser elevada para que não haja interferências nos níveis e forma dos bio-sinais adquiridos, causados pelos circuitos de entrada do bio-amplificador. 27 4 AQUISIÇÃO DE BIO-SINAIS - AMPLIFICADORES Um sistema de aquisição de sinais oriundos de biopotenciais segue a arquitetura exemplificada na Figura 6. O modelo exibe a instalação de eletrodos na pele conectados a pré- amplificadores sendo que os sinais são coletados nos pulsos, tendo como referência o tornozelo do corpo. Cabos conectam os eletrodos aos amplificadores que por sua vez enviam os bio-sinais, filtrados e formatados à sistemas de aquisição de dados. A Figura 6 exibe o modelo do meio representado por uma capacitância Cb que modela o acoplamento do corpo à rede elétrica, fonte de ruídos de 60/50Hz, prejudiciais à aquisição dos biopotenciais [3]. Figura 6 - Exemplo de sistema de aquisição de biopotenciais Fonte:Autor “Adaptado de” Neumann, 2008, p. 260 [1] Esses ruídos podem ser minimizados pela arquitetura dos amplificadores, mas serão eliminados pelos filtros digitais adequados do sistema de aquisição de dados. As capacitâncias C1 e C2 modelam o acoplamento da rede elétrica, através de campos elétricos, nos cabos que fazem a conexão com os amplificadores. O eletrodo do tornozelo estabelece um nível para compensar o ruído AC na aquisição de dados dos eletrodos dos pulsos de modo que o ruído 60Hz/AC apareça de modo comum na entrada dos amplificadores, minimizando o seu efeito 28 por cancelamento. Fontes de ruído que incidem sobre cabos de transferência de sinal podem ser minimizadas pela utilização da proposta de pesquisa, que visa a instalação de pré- amplificadores formatadores diretamente nos eletrodos, uma vez que a impedância de saída do pré-amplificador será baixa. Segundo Neumann [3], considerando-se uma extensão de cabos de 9 metros a diferença de potencial que aparece entre as entradas dos amplificadores compreendidos entre Z1 e Z2 seriam da ordem de 120μV, o que representa uma interferência considerável. Esses dados contabilizaram uma sala comum onde as correntes de acoplamentos capacitivo seriam da ordem de 9,0 nA por cabo e as impedâncias pele-eletrodo seriam da ordem de 20KΩ, sendo que esses valores podem diferir de acordo com o ambiente. A capacitância do corpo, Cb seria responsável pela tensão de modo comum Vcm entre os eletrodos Z1, Z2 e Zg por um valor interferente acoplado da ordem de 10mV, onde foram considerados valores típicos de Idb de 0,2μA de corrente de acoplamento e impedâncias de 50KΩ. Esses níveis, por serem acoplamentos em modo comum, deveriam ser totalmente rejeitados por amplificadores diferenciais ideais, mas na prática isso é limitado pela qualidade e topologia dos amplificadores e sistema de aquisição de dados. A Figura 7 exibe um exemplo de interferência de 60Hz em um bio-sinal de eletrocardiograma (ECG). Figura 7 - Exemplo de interferência de 60Hz em sinal de ECG Fonte: Neuman, 2008, p. 258 [1] 29 4.1 CARACTERÍSTICAS BÁSICAS DE AMPLIFICADORES PARA BIOPOTENCIAIS A função essencial de um bio-amplificador é amplificar um sinal de baixo nível, de baixa frequência, de alta impedância, e com uma possível interferência de “offset” DC intrínseca indesejada que é centenas de vezes maior que a amplitude do bio-sinal de interesse e manter sua integridade. Esse sinal também é sujeito a interferências elétricas (rede elétrica), eletromagnéticas (equipamentos diversos) e a ruídos intrínsecos gerados no interior da pastilha semicondutora causados pela tecnologia utilizada e processo de fabricação do semicondutor [4]. Assim, as seguintes características devem ser observadas na construção desses amplificadores para biopotenciais: a) alta impedância de entrada (normalmente ≥ 10MΩ); b) alto CMRR (common mode rejection ratio) ou seja razão de rejeição de modo comum. Não há um valor definido, normalmente procura-se o maior possível, sendo que o CMRR aumenta com o ganho e diminui com a frequência; c) alto PSRR (power supply ratio rejection) ou razão de rejeição de fonte de alimentação. Avalia quanto um amplificador rejeita ruídos ou variações de tensão de alimentação (VDD) ou comum (GND); d) alto SNR (signal to noise ratio), ou seja, relação sinal/ruído. Para essa avaliação, considera-se o ruído inerente que é causado internamente nos circuitos do pré-amplificador e ruído de origem externa, causado por interferências do meio-ambiente; e) resposta em frequência adequada à medição. Geralmente, perto de DC até 10KHz para cobertura total dos mais comuns biopotenciais; f) baixo tempo de recuperação a transitórios. Procura-se minimizar esse tempo pela arquitetura, pois devido à frequência baixa de operação na medida de alguns biopotenciais (por exemplo ECG – 50mHz de frequência de corte inferior), esse tempo pode se tornar muito longo, da ordem de vários minutos; g) rejeição de níveis DC intrínsecos entre a referência e eletrodos de coleta. Amplificadores para biopotenciais devem rejeitar pelo menos ±300mVdc, conforme [7]; h) ganho adequado à aplicação. Geralmente entre 30dB e 80dB; i) baixa impedância de saída. Não há um valor limite definido; 30 j) estabilidade de ganho com flutuações de temperatura e tensão de alimentação; exemplo ECG: Limite 5% de variação. Taxa de variação máxima de 0,33% / minuto, variação máxima de 3,3% / hora [3]; k) linearidade na faixa operacional de entrada de 5mV. 4.1.1 CMRR – Razão de rejeição de modo comum Define-se a razão de rejeição de modo comum (CMRR) para um amplificador diferencial, como sendo:     , (Volt/Volt) ou,       dB, onde Ad é o ganho em modo diferencial e Acm é o ganho em modo comum. Como exemplo, a Figura 8 exibe um amplificador diferencial clássico, onde podemos determinar os ganhos de modo comum e modo diferencial: Figura 8 - Circuito para determinar CMRR em amplificador diferencial Fonte: Autor      , onde Vid é o sinal diferencial de entrada e VIcm o sinal de modo comum, aplicado em ambas entradas. A capacidade de rejeitar sinais de modo comum, mede a eficácia de um amplificador diferencial, já que essa qualidade é importante para eliminação de interferências ambientais que incidem sobre ambas entradas. No projeto isso é obtido pela simetria de dimensões entre pares diferenciais e espelhos de corrente. Vid /2 VIcm Ampl. Dif. Vid /2 Vo 31 4.1.2 PSRR – Razão de rejeição de fonte de alimentação Define o quanto o amplificador rejeita ruídos ou variações nas tensões de alimentação ou no terminal comum (terra) da alimentação. Pode ser avaliado pelas expressões (2) abaixo [11]. (2) Onde Aol(f) é o ganho de malha aberta e Vin+ e Vin- representam o modelo de variação das tensões de alimentação VDD e Vcomum conforme o esquema de avaliação da Figura 9. Assim temos que R e C devem ser suficientemente grandes para permitir ganho “1” para DC (Vpol) e permitir que o ruído de alimentação, representados por Vin+ e Vin-, sejam diretamente aplicados na saída do amplificador. Idealmente, a simetria do circuito torna esse valor de ruído igual a “zero” mas na prática, isso não acontece. Figura 9 - Modelo de avaliação de PSRR Fonte: Autor “adaptado de” Baker, 2010, p. 791[11]. 4.1.3 SNR – (signal to noise ratio) Relação sinal / ruído Dentro do contexto, ruídos podem ser inerentes ou de origem externa. Ruídos inerentes significam os ruídos gerados dentro do semicondutor causados principalmente pela passagem de corrente pelas junções PN, agitação térmica de elétrons, flutuações quânticas,             Vpol Vout VDD Vin- Vcomum Aol(f) R C Vin+ 32 recombinação de pares elétrons-lacunas e defeitos na estrutura cristalina do Si em regiões de depleção ou junto à interface com outros materiais por onde flui a corrente. De forma geral são aleatórios e nunca eliminados totalmente, pois fazem parte do processo físico do semicondutor. Podem ser minimizados pela disposição de “layout” do circuito bem como utilizando-se técnicas apropriadas de projeto [9]. Ruídos de origem externa, ou interferentes, é o resultado de interação do circuito com o mundo externo ou mesmo de diferentes partes do próprio circuito. Podem aparecer de forma aleatória ou não, como por exemplo, interferências eletromagnéticas de máquinas elétricas ou mesmo da rede de 60/50Hz que, para medição de biopotenciais, torna-se bastante problemática. A relação sinal / ruído é definida em dB (decibéis) como:      , que considerando a tensão Vx(t) em um nó de um circuito, temos como valor normalizado de potência de sinal, expresso em volts, como sendo  e valor normalizado de potência de ruído como:  . Assim, a relação sinal/ ruído expresso em dB fica:        Comumente expressa-se essa relação em dBm onde todas as referências, tanto de sinal como de ruído são relativas à 1mW ou 1μW. 4.1.4 Ruídos intrínsecos Os ruídos intrínsecos são gerados quase em sua totalidade em circuitos eletrônicos e tem probabilidade gaussiana, os quais são denominados de “ruído branco”, onde sua potência média, PAV, é definida em V2 ao invés de Watts, sendo que seu espectro de frequências mostra quanto de potência é transportado por cada frequência. Esse espectro é denominado Densidade Espectral de Potência (Power Spectral Density) PSD. A densidade espectral de potência Sx(f) de um ruído X(t) de tensão com a frequência é definida como sendo a potência média transportada pelo sinal de ruído X(t) em 1,0Hz de largura de banda em torno da variável frequência [10]. Isso significa que, aplica-se o ruído variável no tempo X(t) à um filtro passa faixa de largura de banda 1Hz centrado em f1, eleva- se ao quadrado o resultado e calcula-se a média durante um longo tempo, obtendo-se o valor Sx(f1). Repetindo-se o processo de f1 à fn se obtém Sx(f). Embora, o valor de PSD seja possivelmente aleatório, muitas fontes de ruído exibem um espectro previsível. O valor de 33 PSD é expresso em V2/Hz ou mais popularmente,   , por exemplo: um amplificador que tenha ruído de tensão de entrada “input noise voltage” igual à   à 100MHz significa que a potência média de ruído a 100MHz com largura de banda de 1,0Hz é de (3 x 10-9)2 V2 [10]. Todas as definições apresentadas, consideram o ruído em tensão. 4.1.4.1 Tipos de Ruídos Intrínsecos (inerentes) Os ruídos intrínsecos mais comuns e dominantes para o projeto de amplificadores para biopotenciais são: ruídos térmicos e ruídos “flicker”. Outros tipos, como por exemplo ruído “shot” não são significativos no projeto de bio-amplificadores. Ruídos térmicos (thermal noise) têm por origem as flutuações aleatórias do movimento de elétrons que causam flutuações nas tensões de medição mesmo se a corrente média for zero, em MOSFETS origina-se principalmente na região do canal, e aumentam com a temperatura. Ruídos “flicker”, também chamado de ruído rosa “pink noise” devido sua característica de aumentar com a redução da frequência. É bem significativo em MOSFETS operando em baixas frequências. Amplificadores para biopotenciais são potencialmente afetados por esse tipo de ruído, dado o fato de que certos tipos de biopotenciais operam em frequência muito baixa, por exemplo ECG que parte de 50mHz. 4.1.5 Modelagem de ruído em dispositivos Resistor: apenas ruído térmico, a modelagem é feita com a inclusão da fonte de ruído em série com um resistor sem ruído. Figura 10. Figura 10 - Modelo de ruído para resistor Fonte: Autor “adaptado de” Razavi 2001, [10] 4kTR f(Hz) SV(f)          R (sem ruído) do)  R (sem ruído) 34 A potência de ruído normalizada pode ser expressa em corrente como tensão. k é a constante de Boltzmann = 1.38 x 10-23 J/K, T a temperatura em Kelvin e R o valor ôhmico do resistor. Seções ôhmicas do MOSFET, também contribuem para o ruído térmico. Esse tipo de ruído térmico não apresenta dependência com a frequência. MOSFET: apresentam ruído térmico e ruído de geração e recombinação “flicker”. O ruído térmico origina-se principalmente na região do canal. De acordo com [10], para transistores com canal longo, o ruído térmico de canal pode ser modelado como sendo uma fonte de corrente conectada no MOSFET entre dreno e fonte. Seções ôhmicas, na construção do transistor, contribuem para o aumento desse tipo de ruído. Portanto um bom layout pode colaborar para a sua minimização. A densidade espectral do ruído térmico pode ser representada na região de inversão forte pela expressão (3). (3) O ruído “flicker” é crítico em transistores MOSFETS operando na região ativa e é gerado principalmente entre o óxido de porta e o substrato de silício devido principalmente ao confinamento de portadores na interface. A essa característica, assume-se que transistores PMOS apresentam melhor figura de ruído do que NMOS devido à menor probabilidade de confinamento de lacunas ao invés de elétrons [9], mas essa característica pode variar de acordo com a tecnologia empregada segundo [10]. A densidade espectral de ruído “flicker” é representada por uma fonte de tensão em série com a porta do transistor e pode ser representada pelo modelo de corrente conforme equações 4):     ou     (4) Onde K é uma característica de processo de fabricação, Cox a capacitância de porta / unidade de área, W e L são, respectivamente, largura e comprimento de canal e f a frequência. Verifica-se que o aumento de área do transistor é benéfico para minimização da densidade espectral de ruído. Por isso frequentemente implementações de amplificadores para biopotenciais resultam em transistores de grande dimensão para o par diferencial. Essa densidade de ruído possui uma forte dependência com a baixa frequência, portanto, frequentemente técnicas de chaveamento (modulação “chopper”) são utilizadas para amplificadores com frequência de corte inferior baixa. No caso de amplificadores para     35 biopotenciais, procura-se minimizar o ruído “flicker” por construção. A Figura 11 exibe o modelo de um transistor NMOS com as representações de ruídos térmicos e “flicker”. Figura 11 - Modelo de ruído para MOSFET Fonte: Autor “adaptado de” Johns 1997, [9] O modelo considera um transistor sem ruído onde modelos de fontes de ruído são inseridas como: uma fonte de corrente entre dreno e fonte para ruído térmico e uma fonte de tensão em série com a porta “gate”, para ruído “flicker”. Para operações em baixa frequência, existem regiões de predominância térmica e regiões de predominância “flicker”, como é o caso de aplicações em biopotenciais onde os efeitos de baixa frequência são significativos. Define-se fc (corner frequency) 5) como sendo a frequência do ponto de equilíbrio entre os dois tipos de ruídos [10].      =>          (5) Assim a curva de banda de espectro de ruído, linearizado em dB pode ser expressa conforme Figura 12.   36 Figura 12 - Espectro de ruído de transistor MOS com detalhe para fc Fonte: Autor “adaptado de” Razavi 2001, [9] Conforme [9] Para frequências baixas e moderadas o ruído pode ser modelado de forma simplificada para MOSFETs na região ativa, equação (6). A Figura 13 exibe o modelo de circuito para avaliação de forma simplificada.          (6) Figura 13 - Modelo de ruído “flicker” e térmico para baixas frequências Fonte: Johns, 1997, p. 199 - [9] Capacitores e indutores de uma forma geral não apresentam ruído, mas possuem a capacidade de armazenar ruídos [9]. Portanto sua modelagem não leva em conta a presença de uma fonte de ruído.    fc f(Hz térmico flicker (1/f) 37 Assim, de uma forma geral a modelagem de ruído de um amplificador pode ser feita considerando-se cada MOSFET sem ruído associado a uma fonte de ruído particular, conforme ilustra a Figura 14. Figura 14 - Amplificador CMOS com MOSFETS exibindo fontes de ruído Fonte: Johns, 1997, p. 211 [9] Outro modelo para o espectro de ruído referenciado na entrada é apresentado para o MOSFET com parâmetros que podem ser configurados no SPICE [11]. O modelo é apresentado na Figura 15, equação (7) O modelo abrange ruídos térmicos e “flicker” para o MOSFET. Figura 15 - Modelo para ruído referente à entrada (inoise) Fonte:Autor “adaptado de” Baker, 2010, p. 304 [11]    38               (7) KF é o coeficiente de ruído “flicker” e vale 10-28 A2-AF (F/m)2, ID é a corrente de dreno DC, AF é o expoente “flicker” e vale de 0,5 a 2, LW é a área do MOSFET, f é a frequência, gm a transcondutância, C’ ox a capacitância de óxido de porta, k constante de Boltzmann e T a temperatura absoluta [11]. Outro tipo de ruído denominado “shot noise” não aparece em MOSFETS de canal longo. Na realidade o ruído “shot” aparece em dispositivos de canal curto (tox < 20nm) devido ao efeito de corrente de tunelamento de porta. O ruído “shot” acontece devido ao movimento de cargas através da barreira de potencial, por exemplo, em um diodo [11]. A densidade espectral do ruído “shot” é dada pela expressão (8) (8) Para sua existência, deve haver uma barreira de potencial e corrente fluindo. 4.1.6 Parâmetros para avaliação de ruído – inoise e onoise O ruído normalmente é medido na saída do amplificador, e a sua modelagem pode ser feita considerando-se uma fonte de ruído associada à saída de um amplificador sem ruído. Esse parâmetro é denominado onoise, sendo que essa fonte de ruído pode ser referenciada à entrada, onde é mais comumente apresentada para efeitos de comparação: inoise [11]. O esquema é apresentado na Figura 16.        39 Figura 16 - Modelagem para onoise e inoise Fonte: Autor “adaptado de” Johns, 2001 [9] Considerando-se que Rin do amplificador tende para infinito (“gate” de amplificador diferencial CMOS em baixas frequências), temos que, em face de Rin, podemos assumir Rs tende a zero, conforme modelo apresentado em [11] e desprezar o efeito de Rs.                Assim, o efeito de Rs pode ser desprezado e o modelo para análise pode ser a fonte de ruído associada ao amplificador sem ruído. 4.1.7 Noise efficiency factor (NEF) NEF, equação (9), descreve a razão do ruído referente à entrada (input referred noise, Vinoise, rms) de um amplificador para um único transistor bipolar operando sobre a mesma largura de banda (BW) e com mesma corrente de alimentação Iss [13]. É utilizado em várias publicações [15], [17], [18], para quantificar o equilíbrio entre ruído intrínseco e a potência utilizada da fonte de alimentação do amplificador. De certa forma, descreve quantas vezes o ruído referente à entrada (térmico e “flicker”) de um circuito amplificador com mesmo consumo de corrente é maior comparado com um transistor bipolar ideal. No caso, apenas Vs Rs Amplificador A in out ou  Output referred noise Vs Rs Amplificador A in out   Input referred noise 40 com ruído térmico e resistência de base nula [14]. O projeto do amplificador deve buscar os mínimos valores. (9) Onde, Itotal é a corrente total consumida pelo sistema; T a temperatura absoluta; UT a tensão térmica (25,9mV); k a constante de Boltzmann; BW a largura de banda de frequência do amplificador; Vinoise, rms o ruído referente à entrada.      41 5 AMPLIFICADORES MOS APLICADOS EM BIOPOTENCIAIS Pretende-se detalhar as topologias dos principais circuitos utilizados em projetos de amplificadores para biopotenciais em CMOS e que são encontrados na maioria das arquiteturas e soluções pesquisadas em publicações referentes ao tema. 5.1.1 Amplificadores de Transcondutância – OTA Amplificadores de transcondutância (OTA), têm sido aplicados como parte da maioria dos projetos de bio-amplificadores propostos, principalmente devido ao fato de que esses amplificadores, possuem como restrição, uma frequência de corte superior relativamente baixa (≈10KHz ou menor dependendo do tipo de sinal captado). Esse requisito de projeto torna o bio-amplificador mais robusto quanto a ruídos extrínsecos do meio-ambiente em faixas de frequência que excedem os valores necessários para a aquisição dos bio-sinais de interesse. A característica do OTA com sua alta-impedância de saída associada a uma carga capacitiva baixa, facilita a limitação dessa frequência de corte superior para valores que possibilitam a filtragem desses ruídos extrínsecos no bio-sinal. O amplificador de transcondutância, Figura 17 pode ser definido como uma topologia de circuito onde todos os seus nós possuem baixa impedância com exceção da entrada e saída que possui alta-impedância, sendo que um amplificador de transcondutância só pode ser conectado a cargas capacitivas [11]. Uma carga resistiva, a não ser que seja muito elevada, vai eliminar o ganho do amplificador. Por isso, normalmente esses amplificadores devem ser conectados a buffers ou a estágios de aquisição de dados de alta impedância. Figura 17 - Símbolos do OTA Fonte: Autor Ipol Io V V C Io Vi Vi C OTA C Ipol Io Vi Vi 42 A topologia clássica de um OTA com um estágio de amplificação É apresentada na, Figura 18 bastante comum em trabalhos publicados de amplificadores para biopotenciais. Figura 18 - Circuito OTA clássico de um estágio de amplificação Fonte: Autor Os transistores M1 e M2 constituem o estágio amplificador diferencial, M3 e M4 cargas ativas, M5, M6, M7 e M8 espelhos de corrente e M9 a fonte de corrente de polarização. As impedâncias de entrada são elevadas, portas de M1 e M2. A impedância de saída é dada pelas resistências dreno-fonte (rds) dos transistores M8 e M6 em paralelo (rds8//rds6) com a capacitância de carga CL. Se a impedância de carga CL for muito maior que rds8//rds6, o ganho do amplificador é dado por (10).       (10) Onde ke é a relação de ganho dado pelos espelhos de corrente, sendo que (W/L)8 e (W/L)6 podem ser representados por 1:ke como a relação dos espelhos de corrente; gm é a transcondutância dos transistores M1, M2; a tensão de entrada Vin é dada pela entrada diferencial (Vi+ - Vi-). A frequência de ganho unitário fun pode ser escrita a partir de           , assim a frequência onde o ganho de tensão |Vout / Vin|=1 é escrita como     e corresponde à frequência de ganho unitário. 43 A frequência de corte superior f-3dB, desprezando-se capacitâncias parasitas das junções, é dada pela localização do polo dominante dado por rds6//rds8 e CL, a capacitância de carga, e que pode ser determinada pela equação (11). (11) Em termos ideais, o amplificador de transcondutância OTA possui impedância de saída infinita onde toda corrente de saída fluiria pela capacitância de carga. Em termos reais, não, pois parte da corrente flui pela impedância de saída rdsequ. O aumento da impedância equivalente de saída rdsequ pode ser realizado introduzindo-se circuitos “cascode” [37], nos espelhos de corrente [11] ou transistores compostos [42]. Como consequência há uma redução do limite de excursão máxima do sinal de saída. A aplicação em biopotenciais envolve frequência de corte superior baixa, o que para um OTA implica em valores de CL e rdsequ altos. O aumento de CL contribui para o aumento de estabilidade do amplificador pois reduz a frequência de ganho unitário. Assim a resposta de um OTA a uma entrada degrau, tem o formato de uma função de primeira ordem (circuito RC) e margem de fase (PM) em torno de 900. Considerando as tensões Early (VEA) dos transistores de saída, temos que, rds6 = VEA6 /ID6 e rds8 = VEA8 /ID8. Logo, a expressão completa, desprezando-se polos e zeros superiores e não significativos, é expressa na equação (12).           (12) Portanto a o ganho de resposta plana, desprezando-se polos e zeros não significativos, pode ser expressa conforme a equação (13) permitindo que a metodologia de projeto Gm/Ids x Ids/(W/L), [39] com a variante relativa ao coeficiente de inversão introduzida por [30] possa ser utilizada. Essa metodologia [30], com controle das regiões de operação de inversão dos transistores, permite um projeto mais adequado aos níveis de ruídos intrínsecos envolvidos e significativos ao projeto de bio-amplificadores. A determinação das tensões Early (VEA) pode ser feita pelo processo apresentado em [15]. O ganho do OTA, Figura 18 pode ser escrito, de acordo com [39] como mostra a equação (13) e transistores dimensionados conforme item 6.1.2.     44             (13) 5.2 MOS-BIPOLAR PSEUDO-RESISTOR (CONCEITO) A implementação de amplificadores para biopotenciais implica em manipular sinais de interesse muito baixos associados a níveis de “offset” DC indesejáveis até centenas de vezes superiores. Essa característica envolve a utilização de desacoplamentos e implementação de filtros passa altas para eliminação desses níveis DC. A implementação desses filtros com componentes convencionais, utilizaria capacitores de alto valor (ordem de dezenas de μF), o que torna impraticável a implementação desses capacitores diretamente no circuito integrado. Vários trabalhos publicados [16] à [26] apresentam como alternativa o uso da configuração de conexão do transistor MOS-bipolar denominada pseudo-resistor, Figura 19, que pode atingir valores elevados de resistência ôhmica (1011Ω a 1016Ω) para uma faixa de tensão entre seus terminais menor que 100mV, dependendo da tecnologia. Essa característica permite a implementação de filtros de frequência de corte muito baixa com capacitores implementados diretamente no CI, uma vez que seus valores raramente ultrapassam 10pF. Mas nenhum desses trabalhos caracterizou completamente o MOS-bipolar pseudo- resistor. São apresentados diversos resultados práticos e de simulações com muitas divergências sobre os valores alcançados [23], [17]. Apenas estima-se que o valor resistivo é muito alto sem uma definição de valor ou mesmo comprovação de linearidade. O pseudo-resistor foi introduzido por T. Delbruck in [28] como um elemento adaptativo. Delbruck detalha que a resistência efetiva é alta para pequenos sinais em seus terminais e baixa para grandes sinais. O MOS-bipolar pseudo-resistor (para transistores PMOS) utiliza o corpo do transistor conectado à fonte, e a porta conectada ao dreno atuando como um diodo PMOS para tensão fonte-porta positiva e um diodo BJT para tensão fonte- porta negativa, Figura 19. Pode ser implementado com transistores NMOS ou PMOS. 45 Figura 19 - Conexão para pseudo-resistor em PMOS e NMOS Fonte: Autor O detalhamento do comportamento do MOS-bipolar pseudo-resistor implementado em PMOS, para tensões de fonte-porta (VSG) positiva e negativa, é mostrado na Figura 20. As setas indicam os sentidos de corrente. Figura 20 - esquema funcional do PMOS-bipolar pseudo-resistor Fonte: Autor Assim, para VSG>0 nos terminais do dispositivo, o transistor MOS está em condição ligado (on) e o transistor bipolar desligado (off). O lado conectado ao corpo atua como fonte Dreno Dreno Porta Corpo e fonte Corpo e fonte Porta PMOS NMOS 46 do transistor MOS (source) e p a porta (gate). Para VSG < 0, o circuito se comporta como um transistor bipolar com 2 coletores, sendo um para o substrato e o outro conectado à base terminal para o outro terminal do pseudo-resistor. O circuito apresenta o comportamento de 2 diodos reversos em paralelo, onde a corrente aumenta exponencialmente ao se aproximar da região de condução, que difere quando o comportamento é de um bipolar para uma dada condição de polarização do sinal e de um diodo MOS para condição inversa [28]. 5.2.1 Considerações para o pseudo-resistor O dispositivo PMOS configurado como pseudo-resistor, opera em uma região de sub- limiar profundo, e a referência [30] apresenta as equações (14) e (15) como modelo de comportamento de corrente de fonte-dreno (ISD) x tensão expressa pelo modelo EKV para PMOS como,            (14)                (15) Onde, Is é a corrente tecnológica, n é o fator de inclinação de sub-limiar, μ é a mobilidade, COX é a capacitância de óxido de porta por unidade de área, Vth é a tensão de limiar do transistor, UT a tensão térmica VBG a tensão bulk-gate VBS a tensão bulk-source e VBD a tensão bulk-drain. Aplicando-se esse modelo para análise do comportamento do pseudo-resistor na tecnologia BiCMOS 8HP 0,13µm IBM, verificou-se que o mesmo não corresponde quando confrontado por medidas experimentais. Assim esse trabalho desenvolveu um modelo matemático, vinculado a essa tecnologia, baseado em medidas reais para aplicação em simulação SPICE, e é utilizado nesse trabalho [38]. A técnica com utilização de pseudo-resistores em simulação tem sido utilizada para projetos de bio-amplificadores publicados na comunidade técnica, mas são citadas faixas prováveis de valores. Isso ficou evidenciado com os dados experimentais mensurados dos pseudo-resistores, que na prática revelaram a existência de diferenças em termos de ordem de grandeza alcançada entre valores simulados e mensurados, como veremos a seguir. 47 5.3 ARQUITETURAS PARA AMPLIFICADORE DE BIOPOTENCIAIS Vários artigos foram pesquisados referentes ao tema proposto e o que se verificou de uma forma geral foi o seguinte: a) a preocupação com consumo e dimensões, em amplificadores para biopotenciais é geral; b) a preocupação com baixo nível de ruído intrínseco é outra premissa importante já que os biopotenciais possuem níveis da ordem de μV até mV e operam em uma faixa de frequência muito baixa onde predomina o ruído “flicker”; c) a eliminação de potenciais de offset DC, com e sem capacitores de desacoplamento, pois constituem um nível muito superior aos sinais de interesse; d) foram observados basicamente 3 tipos de abordagem: feedforward com cancelamento intrínseco DC por CMOS “pseudo-resistores” e com capacitores de desacoplamentos; feedback com e sem integrador Miller, também com CMOS “pseudo-resistores” e sem capacitores de desacoplamento; feedback com capacitores de desacoplamento, mas com CMOS “pseudo-resistores”. 5.3.1 Arquitetura “Feedforward” Foram analisadas duas topologias diferentes. A primeira, [23] com cancelamento intrínseco DC, é baseada em um OTA tradicional. Ela utiliza o conceito do CMOS pseudo-resistor, onde o bio-sinal é aplicado em ambas as entradas diferenciais do OTA, sendo que em uma delas há um filtro passa baixa capacitivo de primeira ordem composto pelo pseudo-resistor denominado Rin e a capacitância de entrada de porta (Cin), Figura 21. Assim níveis de bio-sinal, muito baixos e sem amplificação da ordem de dezenas de µV à alguns mV, são aplicados em ambas entradas. Segundo [23], isso garante uma resistência ôhmica, do pseudo-resistor, polarizado em sub-limiar profundo, superior à 1014Ω, de modo que a frequência de corte inferior seja < 50mHz. A topologia aponta como vantagens a simplicidade e a não necessidade de compensações uma vez que a capacitância de carga é relativamente alta para garantir a estabilidade. A frequência de corte superior é dada pelo polo dominante de saída do OTA. A desvantagem é a presença de níveis DC na saída devido a “descasamentos” internos no processo produtivo e ausência de realimentações para compensação. 48 Figura 21- bio-amplificador “feedforward” com Rin como pseudo-resistor Fonte: Parthasarathy, 2006, p. 2975 [23] A função de transferência do circuito é de um filtro passa faixa com inclinações de primeira ordem              com frequência de corte inferior da parte passa alta (-3dB) dada por Rin x Cin e frequência de corte superior da parte passa baixa dada por Ro x CL. A frequência de corte superior foi determinada conforme item 5.1.1. A resposta é exibida na Figura 22, tecnologia 1.5μm AMI. Figura 22 - Resposta em frequência - amplificador “feedforward” com rejeição CC Fonte: Parthasarathy, 2006, p. 2976 [23] O ruído referente à entrada (inoise) apresentado foi de 3.66μVrms (de 1Hz à 10kHz) o ruído “flicker” para frequências inferiores não foi apresentado. A medida do NEF (noise efficiency factor), item 4.1.7, por área foi 10 para uma área ocupada menor que 0.1 mm2. Não há meios de se quantificar qual o valor do pseudo-resistor dada a faixa de operação de valores 49 de bio-sinais ser muito baixa e esse valor é imensurável diretamente. Uma desvantagem é a ausência de realimentação do amplificador, pois qualquer descasamento de polarização do par diferencial de entrada, será amplificado na saída, também temos o tempo de recuperação do sinal de saída após a presença de transitório de tensão contínua somado ao sinal de entrada, que em simulação (50mV) demorou minutos. Outra desvantagem é a exposição de um polo do pseudo-resistor ao ambiente externo. A segunda arquitetura analisada é um arranjo de amplificadores com saída diferencial, em cascata sem realimentação (“feedforward”), com capacitores e CMOS- bipolar “pseudo- resistores” na implementação de redes passa altas para desacoplamento DC dos eletrodos [26]. Propõe-se a utilização do arranjo para amplificadores de biopotenciais neurais. O arranjo inicialmente apresentado é exibido na Figura 23. Figura 23 - Arranjo em cascata de amplificadores com CMOS pseudo-resistor Fonte: Wattanapanitch, 2007, p. 28 [23] A função de transferência de cada amplificador, A1(s)=>       e A2(s)=>       e a função de transferência do arranjo em cascata é dado por                 onde o símbolo Rp, nessa equação representa a resistência incremental do MOS-bipolar pseudo-resistor. O esquema de cada amplificador é apresentado na Figura 24 Figura 24 - Esquema dos amplificadores para cascata “feedforward” neural 50 Fonte: Wattanapanitch, 2007, p. 29, [26] A arquitetura, apesar de apresentar uma boa resposta em amplitude e frequência, se mostrou inadequada para o tempo de recuperação após um transitório de offset” de entrada, devido a ausência de mecanismos para controle do ponto de operação DC [26]. De acordo com o autor, 150mV de transitório na entrada gerou vários minutos de espera até o sinal aparecer novamente na saída. O trabalho demonstrou que essa solução não é adequada e propôs outra solução utilizando OTAs em cascata e realimentação negativa e com “cascode” dobrado no primeiro OTA para limitação da frequência de corte superior. Essa solução apresenta bons resultados. 5.3.2 Arquitetura “feedback “com cancelamento intrínseco CC Foram analisadas 2 alternativas de arquitetura, com propostas interessantes. A primeira proposta, para amplificador neural, utiliza 2 OTAs tradicionais de um estágio de amplificação, sendo que o primeiro OTA realiza a amplificação do sinal e o segundo é um integrador Miller em realimentação negativa, “feedback” do primeiro OTA [17]. O integrador Miller utiliza CMOS “pseudo-resistores” de alto valor sendo que a função de transferência implementa um filtro passa altas com frequência de corte inferior muito baixa, e com isso o cancelamento intrínseco CC, sem uso de capacitores de desacoplamento. A arquitetura foi implementada em tecnologia 0.18μm dissipando 8,6μW e ruído referente à entrada (inoise) igual a 5.6μVrms. O esquema macro do circuito é apresentado na Figura 25. Figura 25 - Amplificador Neural com cancelamento CC por integrador Miller 51 Fonte: Gosselin, 2008, p. 185 [17] O esquema do circuito é apresentado na Figura 26. Figura 26 – Dois OTAs, sendo o integrador Miller na rede de realimentação Fonte: Gosselin, 2006, p. 2186 [17] A topologia se baseia em técnica de multiplicação de capacitâncias por efeito Miller. Essa técnica é apresentada na Figura 27. 52 Figura 27 - Integrador Miller. Fonte: Autor “adaptado de” Sedra, 2000, p. 363 [27] Sendo R= resistor de entrada, C=capacitor de realimentação, -K= ganho de malha aberta do amplificador realimentado. Onde:     e por efeito Miller [27] a impedância capacitiva aparece refletida na entrada como:      ou seja, multiplicada por k+1 [27]. A função de transferência do Vout(s)/Vin(s), considerando-se os amplificadores como ideais assume G(s)=A1 e H(s)=-1/sτ logo         que representa um filtro passa altas com frequência de corte inferior ω=A1/τ e com isso o cancelamento intrínseco DC. A frequência de corte superior é dada por RoCL onde Ro é a impedância de saída do OTA1, Figura 26, sendo que Req é um MOS pseudo-resistor muito maior do que Ro do OTA1 (Req >1013Ω). ReqC1 é a constante de tempo representada por τ onde C1 é o capacitor do integrador Miller. O projeto dos amplificadores foi baseado na metodologia dos coeficientes de inversão IC para um melhor controle das regiões de operação dos transistores e ruídos intrínsecos [13]. Essa arquitetura apresenta como vantagem a ausência de componentes entre a entrada da porta do amplificador diferencial do OTA1 e com isso não interfere no comportamento dos eletrodos e mantém a integridade do sinal. O fator de eficiência de ruído (NEF) desse amplificador foi de 4,6 em simulação e 4,9 medidos sendo que o valor de ruído referente à entrada ficou em 5,4μVrms simulados e 5,6μVrms medidos, com largura de banda de 105Hz à 9KHz e ganho de 50dBs, o que implica adequação somente para neuro-sinais devido à alta frequência de corte inferior. A desvantagem dessa arquitetura é a necessidade de um maior cuidado no quesito estabilidade, já que a mesma apresenta um amplificador na malha de realimentação, e a necessidade de um estágio “Buffer” para acoplamento com a saída, pois o OTA possui alta C -K R R C -K 53 impedância em Vout e o mesmo é inadequado para medição de biopotenciais que possuem frequência de operação baixas (< 1Hz), como no caso de eletrocardiógrafos. A segunda arquitetura com cancelamento DC sem capacitores de desacoplamentos na entrada possui um ajuste de “offset” que permite tolerar até ±250mVDC. Pretende-se que seja conectado diretamente nos eletrodos e utiliza um Amplificador diferencial de 2 estágios realimentado [30]. O circuito opera de 0.1Hz à 10KHz com amplitudes de bio-sinal entre 50μV e 500μV. A tecnologia utilizada é de 1.5μm AMIS e é aplicado em amplificação neural. Possui ruído referente à entrada (inoise) igual a 7.8μVrms e fator de eficiência de ruído (NEF) igual à 19.4 e o ganho de 39dB. O esquema elétrico é apresentado na Figura 28. Figura 28 - Amplificador Neural com tolerância CC Fonte: Moheseni, 2004, p. 833 [30] Essa arquitetura foi concebida para acoplar diretamente aos eletrodos-eletrólito (eletrodo-ativo) e utiliza as resistências e capacitâncias do eletrodo que em conjunto com o transistor Mp, permite ajustar a frequência de corte inferior do amplificador, com algumas limitações de ajustes para compensação DC, ou seja, é necessário ajustar a compensação na medição. O mesmo opera realimentado (R1 e R2) e possui um capacitor Cc para compensação de estabilidade. Os ensaios apresentados foram satisfatórios embora haja dependência do tipo de eletrodo-eletrólito utilizado, e necessite constantemente de ajustes de “offset” CC. 54 5.3.4 Arquitetura com desacoplamento de nível CC por capacitores De forma geral, a maioria dos amplificadores de biopotenciais pesquisados segue a arquitetura básica criada por [16] em termos de solução de circuitos. Assim, OTAs são utilizados com filtros de desacoplamentos através de resistores de alto valor em MOS “pseudo-resistores”, e capacitores de baixo valor (ordem de pF), ambos implementados na pastilha do circuito integrado. Variações são propostas em termos de saída “cascode”, espelhos de corrente mais eficientes, mas a arquitetura básica se mantém. A primeira [16] Figura 29, foi de certa forma a pioneira e tem sido referência para vários trabalhos posteriores. Trata-se de um amplificador em topologia diferencial OTA com capacitores e “pseudo-resistores” implementados em CMOS. Embora nesses capacitores apresentem dimensões físicas elevadas dentro do substrato, seu objetivo é cumprido. É utilizado para amplificação de sinais neurais (EEG) possuindo baixo ruído inoise=2,2μVrms e baixa dissipação térmica 0.9μW em tecnologia 1.5μm CMOS e VDD ±2.5V. Figura 29 - Esquema do amplificador neural com desacoplamento e pseudo-resistor Fonte: Harrison, 2003, p. 958. [16] O esquema elétrico é apresentado na Figura 30. Trata-se de um OTA tradicional com “cascode” na saída para aumento de Rdsout. 55 Figura 30 - Esquema elétrico, amplificador neural – OTA com saída “cascode” Fonte: Harrison, 2003, p. 959 [16] Esse trabalho introduziu a utilização de MOS-bipolar pseudo-resistor para obtenção de altos valores de resistência ôhmica e utilizando-se de capacitores implementados em CMOS para desacoplamento. Todo o projeto foi desenvolvido utilizando a técnica de projeto por coeficiente de inversão IC [32] e utilizou-se inversão moderada para o projeto do par diferencial (M1 e M2) e inversão forte para os transistores como cargas ativas, cascode e espelhos de corrente. O amplificador apresentou ganho de 39.5dB com fator de eficiência de ruído (NEF) igual a 4.0, largura de banda de 7.2kHz com frequência de corte inferior de 0.025Hz. A tabela com dimensões dos transistores é apresentada na Figura 31. Figura 31 - Tabela com dimensões e características dos transistores do OTA Fonte: Harrison, 2003, p. 960 [16] 56 Nesse trabalho, foi mencionado a dificuldade de caracterizar o pseudo-resistor onde afirma-se que sua medição está fora dos limites de qualquer instrumento e sua avaliação é realizada de modo indireto e não há menção a respeito de seu comportamento linear. A segunda [20], Figura 32, utiliza um amplificador de dois estágios e compensação Miller, com ganho programável e com desacoplamento de entrada realizado por um banco de capacitores que são selecionados por chave analógica de 6 bits. Essa topologia utiliza capacitores de valores razoavelmente altos e ocupam a maior parte do CI (valores de 10pF e 5pF) e um resistor de alto valor configurável por tensão, MOS pseudo-resistor da ordem de GOhms, como filtro passa baixa do integrador, constituindo o conjunto como um filtro passa altas que determina a frequência de corte inferior. Para ajuste de resposta em frequência de corte superior, a técnica de compensação Miller foi utilizada. Trata-se de uma variante de [5]. Figura 32 - Esquema do amplificador para sinais neurais de ganho programável Fonte: Perlin, 2008, p. 3155 [20] O esquema elétrico da proposta de circuito é apresentado na Figura 33. 57 Figura 33 - Amplificador diferencial em malha aberta com compensação Miller Fonte: Perlin, 2008, p. 3155 [20] Em resumo, o esquema mostra um amplificador diferencial tradicional no primeiro estágio, com par diferencial MP1 e MP2 e demais transistores operando como espelhos de corrente e cargas ativas. Um segundo estágio para compensação Miller composto por MN11 e MP10 e CC, define a frequência de corte superior e estabilidade do mesmo. A vantagem dessa arquitetura é a seleção de frequência de corte inferior por chaves analógicas na entrada. A desvantagem é o espaço gasto por capacitores de valor elevado para implementação em CMOS. Ela foi implementada em tecnologia 0,5μm e alimentada com ±1,5VDD. A potência consumida foi de 50μW e área ocupada de 0,098mm2. A frequência de corte superior de 10KHz, ruído referente à entrada (inoise) de 4,8μVrms, ganho variável de 200 à 1100 configurável em passos de 100 pela sintonia do pseudo-resistor e frequência de corte inferior de 7Hz à 416Hz. A arquitetura precisa de eletrodos com um modelo elétrico conhecido e maior que 1MΩ de impedância para não afetar a banda passante uma vez que os mesmos estarão associados em série com as capacitâncias de desacoplamentos. A terceira [19] utiliza uma nova configuração denominada “active feedback” (realimentação ativa) e agrega duas abordagens: desacoplamento por capacitores e realimentação ativa. É composta por um amplificador (OTA) com saída diferencial e entrada desacoplada por capacitor. Na realimentação passiva da saída positiva e entrada inversora utiliza “pseudo-resistores” MOS de alto valor (Req). Na realimentação da saída negativa utiliza outro amplificador (OTA) para essa mesma entrada inversora também com capacitor 58 de desacoplamento (C4). Esse amplificador de realimentação ativa é composto de capacitores de baixo valor. Cuidados são tomados com relação à estabilidade e simulações foram realizadas nessa natureza. O artigo aponta que tal configuração foi apenas simulada e não implementada, Figura 34. Figura 34 - Esquema do bio-amplificador (a) e função de transferência Fonte: Zhao, 2009, p. 6 [19] A função de transferência é dada por           considerando-se todos os amplificadores ideais e sem capacitâncias parasitas. Assim, F1(s)=- sReqC3, F2(s)=-sReqC4 e G(s)=-C1/C2 de acordo com o artigo. A solução representa um filtro passa altas e o artigo não mostra como a frequência de corte superior é obtida. O bio- amplificador foi simulado em tecnologia 0,35μm, com largura de Banda de 13Hz à 8.9kHz, ruído referente à entrada de 5,7μVrms medido de 10Hz à 10kHz, fator de eficiência de ruído (NEF) de 3,1, ganho de 46dB, com todas as capacitâncias não superando 6.1pF, consumo de corrente de 2μA para ± 1,5 VDD. O modelo para análise de ruídos é apresentado na Figura 35. Os valores foram obtidos através de simulação. Não há menção da avaliação do pseudo- resistor utilizado e nem de sua caracterização. Apenas que o mesmo permite uma baixa frequência de corte inferior. A faixa permite aplicação para sinais neurais. 59 Figura 35 - Modelo para análise de ruídos do amplificador de aplicação neural Fonte: Zhao, 2009, p. 6 [19] O artigo não considera a influência de eletrodos em sua entrada e não mostra como a frequência de corte superior é obtida. Apenas menciona que essa frequência depende da capacitância de carga CL da transcondutância gm do amplificador A1 e do ganho de banda média do amplificador como um todo, mas não há CL no esquema e nem o seu valor. E menciona ajuste crítico de estabilidade devido ao diferenciador de entrada. A quarta topologia verificada [21] nessa mesma linha, apresenta uma solução de amplificador para biopotenciais, utilizando um OTA com saída diferencial. O esquema é exibido na Figura 36, e implementa um controle de depleção nos transistores PMOS modo depleção. Os mesmos possuem dreno conectado com fonte e substrato conectado com a porta polarizada com “Vtune” para controle da depleção e ajuste da corrente de polarização do MOS-bipolar pseudo-resistor. Possui resposta adequada à faixa de amplificadores neurais e com ajuste de banda-passante pelo ajuste de tensão “Vtune” embora o mesmo não detalhe como isso é obtido. Utiliza pseudo-resistor MOS-bipolar como resistor de alto valor da ordem de 1011Ω à 1013Ω com valores simulados e não mensurados para implementação da característica filtro passa altas, com frequência de corte muito baixa para ajuste da largura de banda. Foi implementado em tecnologia 0,18μm CMOS com área ocupada do CI de 0,14mm2, ruído referente à entrada (inoise) de 200nV/(Hz)1/2 para 10Hz. Permite a instalação de 03 eletrodos, sendo 01 em cada lado do tórax e 01 no tornozelo para utilização na medição de eletrocardiograma (ECG). Possui ganho de 39,8dB com frequência de corte inferior ajustáveis entre 0,1Hz à 300Hz por variação de “Vtune” de 0,5V à 1,65V. A arquitetura é adequada para um sistema de aquisição analógica, pois possui saída diferencial que pode ser conectada 60 diretamente em um conversor análogo digital, desde que o mesmo possua alta impedância de entrada. Figura 36 - Esquema do amplificador com sintonia de largura de banda Fonte: Hwang, 2010, p. 662 [24] O esquema elétrico do amplificador de transcondutância (OTA saída diferencial) é apresentado na Figura 37. Figura 37 - OTA diferencial com “cascode” e degeneração de espelho de corrente. Fonte: Hwang, 2010, p. 663 [21] A novidade nesse projeto é o ajuste da corrente de polarização do pseudo-resistor através do ajuste de corrente reversa de diodos modo depleção por “Vtune”. Os diodos são implementados com transistores PMOS que ajustam a frequência de corte da função filtro passa altas. O amplificador é um OTA de um estágio, tradicional com cascode modificado, 61 para ajuste da impedância Rds dos transistores de saída do OTA com ajuste da frequência de corte superior (-3dB) pela impedância de saída do OTA e CL. A resposta do pseudo-resistor foi simulada. Não há caracterização dos valores reais e nem verificação da faixa de comportamento linear o que o caracteriza como um resistor. A quinta topologia avaliada, [35] foca na arquitetura básica de Harrison [15], com um amplificador de 2 estágios, a saída diferencial proposta por [21] e visa principalmente a caracterização do MOS-bipolar pseudo-resistor. São apresentadas propostas de polarização para variação do mesmo. O amplificador é baseado na arquitetura CCIA (capacitive coupled instrumentation amplifier) onde o ganho do sinal é definido pela relação de capacitâncias Av=C1/C2. O pseudo-resistor é implementado com MOS operando em sub-limiar profundo e alcança o valor da ordem de TΩ. A tecnologia utilizada é 0.18μm TSMC, com polarização de sintonia do pseudo-resistor para ajuste do valor ôhmico. Esse trabalho é o primeiro a apontar que simulações não modelam adequadamente o comportamento do pseudo-resistor. O esquema elétrico detalhado do amplificador não é apresentado. O esquema básico com detalhe para o pseudo-resistor é apresentado na Figura 38. Figura 38 - Arquitetura de amplificador CCIA p/ caracterização do pseudo-resistor Fonte: Chih, 2014, ISBB [35] Os resultados apontados para essa arquitetura e polarização do pseudo-resistor aumentaram o ruído “onoise” com a polarização e embora os valores de resposta em frequência fossem bons: 158mHz à 7.5kHz, a corrente de fuga da polarização degrada a performance de ruído e leva a saída à saturação para valores altos de sintonia do pseudo- 62 resistor Vtune > 0.60V. Para polarização de 0.60V temos: NEF=14.6; ganho=30.1dB; inoise=3.26μV para 0,5 à 100Hz. A preocupação com a caracterização do pseudo-resistor nesse artigo relativamente recente (2014), mostra que esse dispositivo continua sendo pesquisado e que ainda não há um consenso sobre sua caracterização. A topologia realizada através da conexão entre a porta “gate” e o corpo “bulk” com polarização para contr